小功率反激電源是市場上最為(wei) 成熟的電源之一，在電源行業(ye) 中占據相當大的比重。現今講解開關(guan) 電源電磁兼容的文章較多，要考慮到市場化，小功率反激隻用一級EMI濾波，但是無散熱片，還要考慮可生產(chan) 性，這就與(yu) 單純的電磁兼容介紹有很大區別，本文從(cong) 工程和生產(chan) 的角度出發闡述小功率反激電源的EMI抑製方法。

1 抑製措施

電磁幹擾(Electro Magnetic Interference)，有傳(chuan) 導幹擾和輻射幹擾兩(liang) 種。傳(chuan) 導幹擾是指通過導電介質把一個(ge) 電網絡上的信號耦合到另一個(ge) 電網絡。輻射幹擾是指幹擾源通過空間把其信號耦合到另一個(ge) 電網絡。差模幹擾和共模幹擾是主要的傳(chuan) 導幹擾形態，而功率變換器的傳(chuan) 導幹擾以共模幹擾為(wei) 主。差模噪聲主要由大的di/dt與(yu) 雜散電容引起;共模噪聲則主要由較高的dv/dt與(yu) 雜散電感相互作用而產(chan) 生的高頻振蕩引起。

形成電磁幹擾的條件有三：A：向外發送電磁幹擾的源—噪聲源 B：傳(chuan) 遞電磁幹擾的途徑—噪聲耦合和輻射 C：承受電磁幹擾(對噪聲敏感)的客體(ti) —受擾設備

1.1 EMI濾波器的選擇選用

圖1是開關(guan) 電源常用的一級EMI濾波器的電路。圖中的L1為(wei) 共模扼流圈，Cx、CY1、CY2為(wei) 安規電容，對於(yu) 小型開關(guan) 電源來講，由於(yu) 體(ti) 積的限製，很多時候會(hui) 將CY1、CY2會(hui) 省略掉的，甚至連L1也會(hui) 省去。圖中 共模扼流圈L1的兩(liang) 個(ge) 線圈匝數相等，方向相同，這兩(liang) 個(ge) 電感對於(yu) 差模電流和主電流所產(chan) 生的磁通是方向相反、互相抵消的，因而不起作用;而對於(yu) 共模幹擾信號，兩(liang) 線圈產(chan) 生的磁通方向相同，有相互加強的作用，每一線圈電感值為(wei) 單獨存在時的兩(liang) 倍，從(cong) 而得到一個(ge) 高阻抗，起到良好的抑製作用。共模電感兩(liang) 邊感量不相等形成的差模電感L2一起與(yu) Cx電容組成一個(ge) 低通濾波器，用來抑製電源線上存在的差模幹擾信號。CY1與(yu) CY2的存在是給共模噪聲提供旁路，同時與(yu) 共模電感一起，組成LC低通濾波器。共模噪聲的衰減在低頻時主要由電感起作用，而在高頻時大部分由電容CY1及CY2起作用。同時，在安裝與(yu) 布線時應當注意:濾波器應盡量靠近設備入口處安裝, 並且濾波器的輸入和輸出線必須分開，防止輸入端與(yu) 輸出端線路相互耦合，降低濾波特性。濾波器中電容器導線應盡量短，以防止感抗與(yu) 容抗在某頻率上形成諧振。

 

圖1 一級EMI 濾波器電路。

濾波器的抑製作用是用插入損耗來度量的。插入損耗A用分貝(dB)表示，分貝值愈大， 說明抑製噪聲幹擾的能力愈強,如式(1)所示：

 

工程設計時通過測量計算出需要設定的插入損耗值，得出轉折頻率點，然後根據轉折頻率設計電感電容參數，如式(2)：

 

不過注意，不是所有的濾波器都能使電磁幹擾減小，有的還會(hui) 更嚴(yan) 重。因為(wei) 濾波器會(hui) 產(chan) 生諧振,從(cong) 而產(chan) 生插入增益。插入增益不僅(jin) 不會(hui) 使幹擾減小,而且還使幹擾增強。這通常發生在濾波器的源阻抗和負載阻抗相差很大時，插入增益的頻率在濾波器的截止頻率附近。解決(jue) 插入增益的方法：一個(ge) 是將諧振頻率移動到沒有幹擾的頻率上，另一個(ge) 使增加濾波器的電阻性損耗(降低Q值)。比如在差模電感上並聯電阻,或在差模電容上串聯電阻。

1.2 輸入與(yu) 輸出濾波網絡設計的優(you) 化

輸入與(yu) 輸出濾波網絡主要實現兩(liang) 個(ge) 功能，第一是能量存儲(chu) 與(yu) 轉換，第二是減小高頻諧波與(yu) 共模幹擾。 實際電路等效為(wei) 電容、等效電感、等效電阻的串聯。在高頻情況下，大電容的等效寄生參數起主要作用，無法給高頻傳(chuan) 導噪聲提供有效衰減。這時候可以選擇 型濾波，將一個(ge) 大電容和一個(ge) 小電容並聯起來使用，大電容抑製低頻幹擾、小電容抑製高頻幹擾。不過，將大容量電容和小容量電容並聯起來的方法，會(hui) 在某個(ge) 頻率上出現旁路效果很差的現象。這是因為(wei) 在大電容的諧振頻率和小電容的諧振頻率之間，大電容呈現電感特性(阻抗隨頻率升高增加)，小電容呈現電容特性,實際是一個(ge) LC並聯網絡，這個(ge) LC並聯網絡在會(hui) 在某個(ge) 頻率上發生並聯諧振，導致其阻抗最大，這時電容並聯網絡實際已經失去旁路作用。如果剛好在這個(ge) 頻率上有較強的幹擾，就會(hui) 出現幹擾問題。

1.3 緩衝(chong) 電路的應用

開關(guan) 電源的幹擾按噪聲源種類分為(wei) 尖峰幹擾和諧波幹擾兩(liang) 種。輸入電流中的高次諧波在電路中采用共模扼流圈來抑製，而對於(yu) 尖峰幹擾，除了在源頭上減小漏感，選擇快恢複二極管來減小尖峰外，最常見的就是開關(guan) 管加RCD箝位電路與(yu) 輸出二極管加RC吸收電路。RCD箝位電路用於(yu) 抑止由於(yu) 變壓器初級漏感在開關(guan) 管關(guan) 斷過程中產(chan) 生的電壓尖峰。RC吸收電路用於(yu) 抑製二極管關(guan) 斷時變壓器次級漏感與(yu) 二極管反向恢複引起的電壓尖峰。不過這些緩衝(chong) 電路是通過消耗功率來達到抑製目的，因此需要根據實際需求選擇使用。

1.4 盡量縮小高頻環路麵積

一般小功率反激電源有四部分需要注意環路麵積：

A：初級開關(guan) 環路(MOS管，變壓器，輸入電容)

B：次級開關(guan) 環路(變壓器，輸出二極管，輸出電容)

C：RCD環路(R，C，D，MOS管，變壓器)

D：輔助電源環路(變壓器，二極管，電容)

因為(wei) 差模電流流過導線環路時，將引起差模輻射如式(3)表示：

 

同時，由於(yu) 接地電路中存在電壓降，某些部位具有高電位的共模電壓，當外接電纜與(yu) 這些部位連接時，就會(hui) 在共模電壓激勵下產(chan) 生共模電流，從(cong) 而產(chan) 生共模輻射幹擾如式(4)表示：

 

所以，在高頻環路上，在滿足可靠性的情況下，高頻電流回路越小越好，以減小引起差模輻射的環路麵積。並且環路的導線應當盡量地短，以減小引起共模輻射的環路導線長度。

1.5 優(you) 化地線設計

由於(yu) 地線存在阻抗，地線電流流過地線時,就會(hui) 在地線上產(chan) 生電壓。細而長的導線呈現高電感,如式(5)，其阻抗隨頻率的增加而增加：

 

在設計小功率電源電路時,往往運用單點接地與(yu) 浮地，將地線作為(wei) 所有電路的公共地線,因此地線上的電流成份很多,電壓也很雜亂(luan) ，這時候就需要注意相對減小高頻回路地線的長度，以減小共模噪聲。

1.6 屏蔽的應用

在小功率反激電源中，變壓器是一個(ge) 很大的噪聲源。它作為(wei) 噪聲產(chan) 生源：

A：功率變壓器原次邊存在的漏感，漏電感將產(chan) 生電磁輻射幹擾。

B：功率變壓器線圈繞組流過高頻脈衝(chong) 電流，在周圍形成高頻電磁場，產(chan) 生輻射幹擾。

C：變壓器漏感的存在使得在開關(guan) 管開關(guan) 瞬間，形成電壓尖峰，產(chan) 生電磁幹擾。

作為(wei) 傳(chuan) 播途徑：隔離變壓器初次級之間存在寄生電容，高頻幹擾信號通過寄生電容耦合到次邊。 對於(yu) 變壓器的漏感，可以通過三明治繞法等改變工藝結構改善，也可以通過改變變壓器性能設計來減小，對於(yu) 變壓器繞組的分布電容可以通過改進繞製工藝和結構、增加繞組之間的絕緣、采用屏蔽等方法來減小繞組間的分布電容。從(cong) 工程角度來說，特別是對於(yu) 某些已經麵世而為(wei) 了提高市場競爭(zheng) 力選擇提高EMI要求作為(wei) 突破口的產(chan) 品來說，改變變壓器性能設計肯定影響重大，而改變工藝結構也影響到生產(chan) 甚至性能。屏蔽是生產(chan) 延續性最好與(yu) 總體(ti) 影響性最小的一種方法。

屏蔽對於(yu) 幹擾的抑製作用用屏蔽效能來衡量，屏蔽效能A主要由吸收損耗與(yu) 反射損耗來表示，總損耗越大，屏蔽體(ti) 對電磁幹擾的抑製能力越強，如式(6)表示。

 

從(cong) 吸收損耗的公式可以得出以下結論：

屏蔽材料越厚，吸收損耗越大;屏蔽材料的磁導率越高，吸收損耗越大;屏蔽材料的電導率越高，吸收損耗越大;被屏蔽電磁波的頻率越高，吸收損耗越大。

幹擾源為(wei) 電場輻射源時反射損耗，如式(7)：(近場波，高阻抗場)

 

幹擾源為(wei) 磁場輻射源時反射損耗，如式(8)：(近場波，低阻抗場)

 

幹擾源為(wei) 電場源或者磁場源時反射損耗，如式(9)：(遠場波)

 

從(cong) 反射損耗的公式可以得出以下結論：

屏蔽材料的磁導率越低，吸收損耗越大;屏蔽材料的電導率越高，吸收損耗越大。

從(cong) 以上我們(men) 可以得出結論：

A：低頻：吸收損耗很小，屏蔽效能主要決(jue) 於(yu) 反射損耗。而反射損耗與(yu) 電磁波的性質關(guan) 係很大，電場波的屏蔽效能遠高於(yu) 磁場波。

B：高頻：隨著頻率升高，電場波的反射損耗降低，磁場波的反射損耗增加，吸收損耗增加，當頻率高到一定程度時，屏蔽效能主要由吸收損耗決(jue) 定。

C：距離的影響：距離電場源越近，則反射損耗越大。對於(yu) 磁場源，則正好相反。要獲得盡量高的屏蔽效能，屏蔽體(ti) 應盡量靠近電場輻射源，盡量遠離磁場輻射源。

1.7 磁珠的應用

磁珠由鐵氧體(ti) 組成，它把交流信號轉化為(wei) 熱能，當導線中流過電流時，它對低頻電流幾乎沒有什麽(me) 阻抗，但對高頻電流會(hui) 有較大的衰減作用。磁珠抑製能力與(yu) 它的長度成比例。不過磁珠的運用會(hui) 提高產(chan) 品溫升，同時降低產(chan) 品的可生產(chan) 性，對於(yu) 高功率密度的小功率電源來說，盡量避免使用。

1.8 減緩驅動

增大MOS管驅動電阻，使得MOS管的開通時間與(yu) 關(guan) 斷時間增加，使dv/dt值變小。不過這種方式會(hui) 增加開關(guan) 管的開關(guan) 損耗，隻有在沒有其他有效解決(jue) 辦法時推薦使用。比如MORNSUN公司的LH15XX某型號，在確定不能更改變壓器結構與(yu) PCB布局情況下，隻有增大驅動電阻，犧牲少許的效率來換取輻射幹擾達到EN55022 CLASS B指標。

2 案例

 

圖2

圖2是采用無錫矽動力(Si-power)SP56XX係列芯片(含抖頻，降頻和跳頻技術)做的小功率模塊電源產(chan) 品(37*23*15mm)，功率為(wei) 5W，開關(guan) 頻率65KHz,通過精心的設計，在沒有圖1中輸入EMI濾波電路和無Y電容的情況下，使產(chan) 品的傳(chuan) 導和輻射指標分別滿足class A級和B級的要求，並能滿足最新的能源之星V的標準，圖3、圖4是該產(chan) 品的EMI測試圖(產(chan) 品通過了UL/CE認證)。由於(yu) 電路簡單，元件少，該係列電源在批量生產(chan) 時不良率僅(jin) 為(wei) 50PPM。

 

圖3 傳(chuan) 導幹擾

 

圖4 輻射幹擾

3 總結

中高功率密度是電源深受人們(men) 信賴，小功率反激電源更是如此。不過小功率電源的EMI設計受到體(ti) 積、熱設計、可生產(chan) 性等方麵影響，這就需要設計人員從(cong) 準備階段更加注意PCB布局，注重電源的結構設計和輸入輸出濾波網絡設計，優(you) 化變壓器設計，設計時通過更改輸入EMI濾波器參數進行現場調試，調試沒效果的特殊情況下通過增加磁珠，改變驅動犧牲其他性能的方式達到傳(chuan) 導和輻射指標。