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會員注冊電容傳感器的電容變化量往往很小。結果電容傳感器電纜雜散電容的影響非常明顯。特別在電容層析成像係統中被測電容變化量可達0.01pF，屬於微弱電容測量，係統中總的雜散電容(一般大於100 pF)遠遠大於係統的電容變化值，且雜散電容會隨溫度、結構、位置、內外電場分布及器件的選取等諸多因素的影響而變化，同時被測電容變化範圍大。因此微小電容測量電路必須滿足動態範圍大、測量靈敏度高、低噪聲、抗雜散性等要求。
1 充/放電電容測量電路
充/放電電容測量電路基本原理如圖1所示。
由CMOS開關(guan) S1，將未知電容Cx充電至Ve，再由第二個(ge) CMOS開關(guan) S2放電至電荷檢測器。在一個(ge) 信號充/放電周期內(nei) 從(cong) Cx傳(chuan) 輸到檢波器的電荷量Q=Ve·Cx，在時鍾脈衝(chong) 控製下，充/放電過程以頻率f=1/T重複進行，因而平均電流Im=Ve·Cx·f，該電流被轉換成電壓並被平滑，最後給出一個(ge) 直流輸出電壓 Vo=Rf·Im=Rf·Ve·Cx·f(Rf為(wei) 檢波器的反饋電阻) 。
充/放電電容測量電路典型的例子為(wei) 差動式直流充放電C/V轉換電路，如圖2所示。
Cs1和Cs2分別為(wei) 源極板和檢測極板與(yu) 地間的等效雜散電容(通過分析可知，它們(men) 不影響電容Cx的測量)。S1-S4是CMOS開關(guan) ，S1和S3同步，S2和S3同步，它們(men) 的通斷受頻率f的時鍾信號控製，每個(ge) 工作周期由充/放電組成。分析可得電路輸出為(wei)
Vo=2KRfVeCxf (1)
式中，K為(wei) 差分放大器D3的放大倍數。
該電路的主要優(you) 點是能有效地抑製雜散電容，而且電路結構簡單，成本很低，經過軟件補償(chang) 後電路穩定性較高，獲取數據速度快。缺點是電路采用的是直流放大，存在較大的漂移；另外，充/放電是由CMOS開關(guan) 控製，所以存在電荷注入問題。目前該電路已成功應用於(yu) 6、8、12電極的ECT係統中。其典型分辯率可達3*10-15F。
2 AC電橋電容測量電路
AC電橋電容測量電路如圖3所示，其原理是將被測電容在一個(ge) 橋臂，可調的參考阻抗放在相鄰的一個(ge) 橋臂，二橋臂分別接到頻率相同/幅值相同的信號源上，調節參考阻抗使橋路平衡，則被測橋臂中的阻抗與(yu) 參與(yu) 阻抗共軛相等。這種電路的主要優(you) 點是：精度高，適合作精密電容測量，可以做到高信噪比。
圖3電路的缺點是無自動平衡措施，為(wei) 此可采用圖4所示的自動平衡AC電橋電容測量電路。
該係統輸出Vd為(wei) 一直流信號，ΔC為(wei) 傳(chuan) 感器的電容變化量。
式中，2/π為(wei) 相敏因子。
結合平衡條件，在理論上輸出Vd可寫(xie) 成
獲得該電橋的自動平衡過程的步驟為(wei) ：保證電橋未加載時ΔC=0，測量電橋非平衡值並利用公式(3)計算出電橋輸出為(wei) 零時所需的反饋信號Ve的值。重新測量橋路的輸出，若輸出為(wei) 零，則橋路平衡；若輸出不為(wei) 零，重複上述測量步驟，直至橋路輸出為(wei) 零，即橋路平衡為(wei) 止。該電橋電容測量電路原理上沒有考慮消除雜散電容影響的問題，為(wei) 此采取屏蔽電纜等複雜措施，而且其效果也不一定理想。通過實驗測得其線性誤差能達到±1*10-13F。
3 交流鎖相放大電容測量電路
交流型的C/V轉換電路基本原理如圖5所示。
正弦信號Ui(t)對被測電容進行激勵，激勵電流流經由反饋電阻Rf、反饋電容Cf，和運放組成的檢測器D轉換成交流電壓 Uo(t)：
若jωRfCf>>1，則(4)式為(wei) 
式(5)表明，輸出電壓值正比於(yu) 被測電容值。為(wei) 了能直接反映被測電容的變化量，目前常用的是帶負反饋回路的C/V轉換電路。這種電路的特點是抗雜散性、分辨率可高達0.4*10-15F。
由於(yu) 采用交流放大器，所以低漂移、高信噪比，但電路較複雜，成本高，頻率受限。
4 基於(yu) V/T變換的電容測量電路
測量電路基本原理如圖6所示。
電流源Io為(wei) 4DH型精密恒流管，它與(yu) 電容C通過電子開關(guan) K串聯構成閉合回路，電容C的兩(liang) 端連接到電壓比較器P的輸入端，測量過程如下：當K1閉合時，基準電壓給電容充電至Uc=Us，然後K1斷開，K2閉合，電容在電流源的作用下放電，單片機的內(nei) 部計數器同時開始工作。當電流源對電容放電至Uc=0時，比較器翻轉，計數器結束計數，計數值與(yu) 電容放電時間成正比，計數脈衝(chong) 與(yu) 放電時間關(guan) 係如圖7所示。
電容電壓Uc與(yu) 放電電流Io的關(guan) 係為(wei) ：
令Uc=0，則有：
式中，N為(wei) 計數器的讀數；Tc為(wei) 計數脈衝(chong) 的周期；它是一個(ge) 常數；在Us和Io為(wei) 定值時，C與(yu) N成正比。
基於(yu) V/T變換的電容測量電路，對被測電容隻進行一次充放電即可完成對被測電容的測量。采用了電子技術中準確度較高的時間測量原理，克服了傳(chuan) 統測量微弱信號電路中放大器的穩定性不好、零點漂移大等缺點，且電路結構簡單、測量精度和分辨率高。
5 基於(yu) 混沌理論的恒流式混沌測量電路
恒流式混沌電路如圖8所示。
其工作原理如下：當K1、K2斷開時，K3閉合。電容C充電使Uc=Ux，然後K3斷開，待周期為(wei) t的脈衝(chong) 序列δ中的一個(ge) 脈衝(chong) 到達G(邏輯電路)時，G的輸人信號使K2閉合，K1保持斷開(此時相當於(yu) 圖9中的X1點)，電容開始以-0.5Io的恒定電流放電。當Uc=0時，相當於(yu) 電路中的A點，比較器翻轉，輸出電壓Up由高電平變為(wei) 底電平，Up的變化促使G變化，使G控製K1閉合、K2斷開，此時電容C由恒定電流Io充電，使Uc按A-X2方向上升。當又一個(ge) 脈衝(chong) 到來時(相當於(yu) 圖8中X2點)，G又開始變化，使K1斷開、K2閉合，又一個(ge) 放電充電過程開始。這樣周而複始的放電充電使Uc的變化如圖9所示，隻要適當調整，Io和t就可以使電路處於(yu) 混沌狀態。
這種方法突出的優(you) 點是測量的分辨率高，測量的絕對誤差不隨被測電容值的變化而改變，對作為(wei) 傳(chuan) 感器的元件隻要求穩定即可。當被測電容很大時，相對誤差還會(hui) 減小。此方法除了可以直接測量電容外，也可以作為(wei) 電容式傳(chuan) 感器測量其它電量和非電量。
6 基於(yu) 電荷放大原理的電容測量電路
基於(yu) 電荷放大原理的電容測量電路如圖10所示，該電路是通過測量極板上的激勵信號所感應出的電荷量而得到所測電容值的。圖中Cx為(wei) 被測電容，它的左側(ce) 極板為(wei) 激勵電極，右側(ce) 極板為(wei) 測量電極。Cas和Cbs表示每個(ge) 電極所有雜散電容的等效電容，Cas由激勵信號源驅動，它的存在對流過被測電容的電流無影響。電容Cbs在
測量過程中始終處於(yu) 虛地狀態，兩(liang) 端無電壓差，因而它也對電容測量無影響，因此整個(ge) 電路對雜散電容的存在不敏感。
基於(yu) 電荷放大原理的電容測量電路，一方麵該電路對被測電容隻進行一次充放電，就可完成對電容的測量，由於(yu) 測量結果是直流穩定信號，不存在脈動成分，故電路中無需濾波器。因此大大提高了基於(yu) 該電路的數據采集係統的數據采集速度。同時該電路具有很強的抗雜散電容的性能。另一方麵該電路可以對各開關(guan) 的控製時序進行合理的設計，用以較好地解決(jue) 了電子開關(guan) 的電荷注入效應對測量精度的影響問題，使電路達到了較高的分辨率。現在此電路成功應用於(yu) 12電極ECT係統中，在不實時成像的情況下，數據采集速度可達600幅/s，對雜散電容具有較強的抑製能力，係統靈敏度4.8 V/pF，可達最高分辨率為(wei) 5*10-15F。
7 結論
電容傳(chuan) 感器性能很大程度上取決(jue) 於(yu) 其測量電路的性能，目前的微小電容測量技術正處於(yu) 不斷的完善中，還不能滿足實際應用發展的需要。從(cong) 工業(ye) 角度而言，一個(ge) 完善的微小電容測量電路應該具備低成本、低漂移、響應速度快、抗雜散性好、高分辨率、高信噪比和適用範圍廣等優(you) 點。在上述討論的測量電路各有優(you) 缺點，相比較而言，交流鎖相放大測量電路是目前實驗室應用最好的檢測電路，在現有研究成果基礎上進一步改善其電路複雜、頻率受限的缺點，將在工業(ye) 實際測量中具有廣泛的應用前景。把微小電容測量技術研究工作推上一個(ge) 新台階。
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