AD630的特性

　　①可從(cong) 100dB噪聲中恢複信號；

　　②頻道帶寬：2Mhz；

　　③壓擺率：45V/us；

　　④串擾：-120dB（1kHz）；

　　⑤引腳可編程、閉環增益：±1和±2；

　　⑥閉環增益精度和匹配：0.05%；

　　⑦通道失調電壓：100μV（AD630BD）；

　　⑧350kHz全功率帶寬。

　　ad630原理

　　這個(ge) 電路可以工作在輸入信號頻率從(cong) DC到幾百kHz的範圍內(nei) 。最佳的工作頻率範圍為(wei) DC 到幾kHz。在這個(ge) 頻段，這個(ge) 電路的效果應該時這些精密整流電路中最好的。上述電路的輸入阻抗隨輸入電壓的極性變化，輸入電壓為(wei) 正時輸入阻抗很高，輸入電壓為(wei) 負時，輸入阻抗較低。所以對信號源的輸出阻抗有一定的要求，如果輸入信號的輸出阻抗較高，需要增加一級緩衝(chong) 級。

　　AD630工作原理

　　AD630的操作運行方式可能會(hui) 更容易識別為(wei) 一個(ge) 敏感電壓比較器的控製下的可以插入到信號路徑中的兩(liang) 個(ge) 固定增益級。當電路在正相和反相增益之間轉換，他提供了基本的調製解調功能。630是唯一的包括了激光晶圓調整的薄膜反饋電阻在單片芯片內(nei) 。在圖2中配置產(chan) 生了±2的增益並且能夠容易的通過移動RB從(cong) 地連接到輸出端口轉換到±1增益。

　　比較器選擇兩(liang) 個(ge) 輸入級中的一個(ge) 去完成運行的反饋連接，取消選擇輸入是關(guan) 閉的，並且對操作的影響可以忽略。

　　當通道B被選擇，電阻Ra和Rf作為(wei) 反相反饋連接，在如圖3的反相增益配置框圖。放大器有足夠的環路增益來減小Rb在反饋連接的虛地端的負載效應。當比較器的輸入符號反轉了，輸入B取消選擇，A被選中，新的等效電路為(wei) 同相增益配置（如圖4）。Ra通過了運放的輸入終端，但由於(yu) 放大器驅動差分電壓為(wei) 0，閉環增益不受影響。

　　當Rf/Ra=1+Rf/Rb時，這兩(liang) 個(ge) 閉環增益大小相等，這是由於(yu) 使Ra等於(yu) RfRb/（Rf+Rb），Rf和Rb的並聯等效電阻。

　　5KkΩ和兩(liang) 個(ge) 10kΩ電阻可以使得AD630的增益為(wei) 2。通過並聯10kΩ的電阻使得Rf等於(yu) 5kΩ，減去Rb，電路被編程為(wei) ±1的增益（如9a所示）。這些和其它的，使用芯片上的電阻的配置表述了一個(ge) 2.5kΩ的源阻抗的反相輸入端。更完整的AD630框圖表示了在同相輸入端2.5kΩ電阻有效，這樣能夠方便減小由於(yu) 輸入偏置電流導致的誤差。

　　ad630應用電路一

　　鎖定放大是一種從(cong) 幹擾噪音中分離小窄帶信號的方法，它充當檢測器和窄帶濾波器的作用。在有大量不相關(guan) 噪音的情況下，當期望的信號的頻率和相位已知，非常小的信號能被檢測出來。

　　鎖定放大器就是一個(ge) 基本的同步解調器後跟隨一個(ge) 低通濾波器。鎖定放大器的應用的一個(ge) 非常重要的測量參數就是解調器的動態範圍，如圖14所示的原理圖，表示了用於(yu) 鎖定放大器時AD630的動態範圍，圖15為(wei) 示波器照片，顯示了AD630很大的動態範圍。此圖演示了一個(ge) 400Hz的調製信號從(cong) 大小近似自身100000倍的噪音信號種恢複出來。

　　測試信號400Hz的載波調製0.1Hz的正弦波產(chan) 生，正弦調製波形用於(yu) 清楚的說明，信號通過類似於(yu) 圖9b的電路產(chan) 生，顯示在如圖15上部的軌跡。他被衰減10萬(wan) 次，規範化求和放大器的輸出B。噪音信號通過求和放大器加入到調製信號中，這個(ge) 信號是簡單的帶限裁剪的白噪聲。圖15的中間軌跡顯示了衰減的信號和噪音的疊加。混合信號使用相位信息同步解調（相位信息來自於(yu) 調製器），結果為(wei) 使用2極點的簡單濾波器進行低通濾波，濾波器對輸出端提供100增益，恢複後的信號在圖15的下部。

　　上述這個(ge) 混合的信號和幹擾噪音類似於(yu) 要求進行檢測的鎖定放大的信號。AD630精確的輸入性能提供了大於(yu) 100dB的信號範圍，並且其動態響應允許其用於(yu) 載波頻率比實例中的大於(yu) 兩(liang) 個(ge) 或以上的數量級。一個(ge) 更複雜的低通輸出濾波器，將有助於(yu) 抵抗更寬的帶寬幹擾。

　　ad630應用電路二

　　圖2描繪了一條全數字電路，你可在小型CPLD中實施該電路，來產(chan) 生圖1中的0和90？基準信號。1號計數器以數字時鍾脈衝(chong) 的數量N的形式來測量基準信號時間，其中的基準時間可能不同於(yu) 50%。在基準信號的每個(ge) 正前沿，該計數器在N1=1處收到一條預設命令。D型雙穩態多諧振蕩器IC1產(chan) 生這類脈衝(chong) 。

　　圖1：OA1把雙極VA信號積分，並創建三角波。VR1和VR2獲得關(guan) 於(yu) VA的90。相移基準電壓。

　　圖2：你可在小型CPLD中實現這條全數字電路。

　　當基準時間超過N/4整數值的大約四倍時，就會(hui) 缺少最後的EQ信號。為(wei) 了克服這個(ge) 問題，RST脈衝(chong) 和EQ脈衝(chong) 的“或”組合會(hui) 在每個(ge) 基準時間周期內(nei) 產(chan) 生四條幾乎等距的命令。N/4整數除法是邏輯右移N1的兩(liang) 位，在最後的脈衝(chong) 位置上產(chan) 生最大誤差3。T型雙穩態多諧振蕩器IC3產(chan) 生一個(ge) 信號，頻率為(wei) 基準信號的兩(liang) 倍。這樣，準確度等於(yu) 3/N1。

　　為(wei) 使準確度至少能與(yu) AD630相比，1號計數器的N1輸出將為(wei) 最高值。但是，如果你希望N1達到較高值，那麽(me) 對於(yu) 給定的數字時鍾頻率，位數的增加會(hui) 使最大基準頻率下降。