1.概述

　　MOSFET的原意是：MOS（Metal Oxide Semiconductor金屬氧化物半導體(ti) ），FET（Field Effect Transistor場效應晶體(ti) 管），即以金屬層（M）的柵極隔著氧化層（O）利用電場的效應來控製半導體(ti) （S）的場效應晶體(ti) 管。

　　功率場效應晶體(ti) 管也分為(wei) 結型和絕緣柵型，但通常主要指絕緣柵型中的MOS型（Metal Oxide Semiconductor FET），簡稱功率MOSFET（Power MOSFET）。結型功率場效應晶體(ti) 管一般稱作靜電感應晶體(ti) 管（Static Induction Transistor——SIT）。其特點是用柵極電壓來控製漏極電流，驅動電路簡單，需要的驅動功率小，開關(guan) 速度快，工作頻率高，熱穩定性優(you) 於(yu) GTR， 但其電流容量小，耐壓低，一般隻適用於(yu) 功率不超過10kW的電力電子裝置。

　　2.功率MOSFET的結構和工作原理

　　功率MOSFET的種類：按導電溝道可分為(wei) P溝道和N溝道。按柵極電壓幅值可分為(wei) ；耗盡型；當柵極電壓為(wei) 零時漏源極之間就存在導電溝道，增強型；對於(yu) N（P）溝道器件，柵極電壓大於(yu) （小於(yu) ）零時才存在導電溝道，功率MOSFET主要是N溝道增強型。

　　2.1功率MOSFET的結構

　　功率MOSFET的內(nei) 部結構和電氣符號如圖1所示；其導通時隻有一種極性的載流子（多子）參與(yu) 導電，是單極型晶體(ti) 管。導電機理與(yu) 小功率mos管相同，但 結構上有較大區別，小功率MOS管是橫向導電器件，功率MOSFET大都采用垂直導電結構，又稱為(wei) VMOSFET（Vertical MOSFET），大大提高了MOSFET器件的耐壓和耐電流能力。

　　

　　按垂直導電結構的差異，又分為(wei) 利用V型槽實現垂直導電的VVMOSFET和具有垂直導電雙擴散MOS結構的VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET），本文主要以VDMOS器件為(wei) 例進行討論。

　　功率MOSFET為(wei) 多元集成結構，如國際整流器公司（International Rectifier）的HEXFET采用了六邊形單元；西門子公司（Siemens）的SIPMOSFET采用了正方形單元；摩托羅拉公司 （Motorola）的TMOS采用了矩形單元按“品”字形排列。

　　2.2功率MOSFET的工作原理

　　截止：漏源極間加正電源，柵源極間電壓為(wei) 零。P基區與(yu) N漂移區之間形成的PN結J1反偏，漏源極之間無電流流過。

　　導電：在柵源極間加正電壓UGS，柵極是絕緣的，所以不會(hui) 有柵極電流流過。但柵極的正電壓會(hui) 將其下麵P區中的空穴推開，而將P區中的少子—電子吸引到柵極下麵的P區表麵

　　當UGS大於(yu) UT（開啟電壓或閾值電壓）時，柵極下P區表麵的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導體(ti) 反型成N型而成為(wei) 反型層，該反型層形成N溝道而使PN結J1消失，漏極和源極導電。

　　2.3功率MOSFET的基本特性

　　2.3.1靜態特性；其轉移特性和輸出特性如圖2所示。

　　

　　漏極電流ID和柵源間電壓UGS的關(guan) 係稱為(wei) MOSFET的轉移特性，ID較大時，ID與(yu) UGS的關(guan) 係近似線性，曲線的斜率定義(yi) 為(wei) 跨導Gfs

　　MOSFET的漏極伏安特性（輸出特性）：截止區（對應於(yu) GTR的截止區）；飽和區（對應於(yu) GTR的放大區）；非飽和區（對應於(yu) GTR的飽和區）。電力 MOSFET工作在開關(guan) 狀態，即在截止區和非飽和區之間來回轉換。電力MOSFET漏源極之間有寄生二極管，漏源極間加反向電壓時器件導通。電力 MOSFET的通態電阻具有正溫度係數，對器件並聯時的均流有利。

　　2.3.2動態特性；其測試電路和開關(guan) 過程波形如圖3所示。

　　

　　開通過程；開通延遲時間td（on） —up前沿時刻到uGS=UT並開始出現iD的時刻間的時間段；

　　上升時間tr— uGS從(cong) uT上升到MOSFET進入非飽和區的柵壓UGSP的時間段；

　　iD穩態值由漏極電源電壓UE和漏極負載電阻決(jue) 定。UGSP的大小和iD的穩態值有關(guan) ，UGS達到UGSP後，在up作用下繼續升高直至達到穩態，但iD已不變。

　　開通時間ton—開通延遲時間與(yu) 上升時間之和。

　　關(guan) 斷延遲時間td（off） —up下降到零起，Cin通過Rs和RG放電，uGS按指數曲線下降到UGSP時，iD開始減小為(wei) 零的時間段。

　　下降時間tf— uGS從(cong) UGSP繼續下降起，iD減小，到uGS

　　關(guan) 斷時間toff—關(guan) 斷延遲時間和下降時間之和。

　　2.3.3 MOSFET的開關(guan) 速度。

　　MOSFET的開關(guan) 速度和Cin充放電有很大關(guan) 係，使用者無法降低Cin， 但可降低驅動電路內(nei) 阻Rs減小時間常數，加快開關(guan) 速度，MOSFET隻靠多子導電，不存在少子儲(chu) 存效應，因而關(guan) 斷過程非常迅速，開關(guan) 時間在10— 100ns之間，工作頻率可達100kHz以上，是主要電力電子器件中最高的。

　　場控器件靜態時幾乎不需輸入電流。但在開關(guan) 過程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅動功率。開關(guan) 頻率越高，所需要的驅動功率越大。

　　2.4動態性能的改進

　　在器件應用時除了要考慮器件的電壓、電流、頻率外，還必須掌握在應用中如何保護器件，不使器件在瞬態變化中受損害。當然晶閘管是兩(liang) 個(ge) 雙極型晶體(ti) 管的組 合，又加上因大麵積帶來的大電容，所以其dv/dt能力是較為(wei) 脆弱的。對di/dt來說，它還存在一個(ge) 導通區的擴展問題，所以也帶來相當嚴(yan) 格的限製。

　　功率MOSFET的情況有很大的不同。它的dv/dt及di/dt的能力常以每納秒（而不是每微秒）的能力來估量。但盡管如此，它也存在動態性能的限製。這些我們(men) 可以從(cong) 功率MOSFET的基本結構來予以理解。

　　圖4是功率MOSFET的結構和其相應的等效電路。除了器件的幾乎每一部分存在電容以外，還必須考慮MOSFET還並聯著一個(ge) 二極管。同時從(cong) 某個(ge) 角度 看、它還存在一個(ge) 寄生晶體(ti) 管。（就像IGBT也寄生著一個(ge) 晶閘管一樣）。這幾個(ge) 方麵，是研究MOSFET動態特性很重要的因素。

　　

　　首先MOSFET結構中所附帶的本征二極管具有一定的雪崩能力。通常用單次雪崩能力和重複雪崩能力來表達。當反向di/dt很大時，二極管會(hui) 承受一個(ge) 速 度非常快的脈衝(chong) 尖刺，它有可能進入雪崩區，一旦超越其雪崩能力就有可能將器件損壞。作為(wei) 任一種PN結二極管來說，仔細研究其動態特性是相當複雜的。它們(men) 和 我們(men) 一般理解PN結正向時導通反向時阻斷的簡單概念很不相同。當電流迅速下降時，二極管有一階段失去反向阻斷能力，即所謂反向恢複時間。PN結要求迅速導 通時，也會(hui) 有一段時間並不顯示很低的電阻。在功率MOSFET中一旦二極管有正向注入，所注入的少數載流子也會(hui) 增加作為(wei) 多子器件的MOSFET的複雜性。

　　功率MOSFET的設計過程中采取措施使其中的寄生晶體(ti) 管盡量不起作用。在不同代功率MOSFET中其 措施各有不同，但總的原則是使漏極下的橫向電阻RB盡量小。因為(wei) 隻有在漏極N區下的橫向電阻流過足夠電流為(wei) 這個(ge) N區建立正偏的條件時，寄生的雙極性晶閘管 才開始發難。然而在嚴(yan) 峻的動態條件下，因dv/dt通過相應電容引起的橫向電流有可能足夠大。此時這個(ge) 寄生的雙極性晶體(ti) 管就會(hui) 起動，有可能給MOSFET 帶來損壞。所以考慮瞬態性能時對功率MOSFET器件內(nei) 部的各個(ge) 電容（它是dv/dt的通道）都必須予以注意。

　　瞬態情況是和線路情況密切相關(guan) 的，這方麵在應用中應給予足夠重視。對器件要有深入了解，才能有利於(yu) 理解和分析相應的問題。

　　3.高壓MOSFET原理與(yu) 性能分析

　　在功率半導體(ti) 器件中，MOSFET以高速、低開關(guan) 損耗、低驅動損耗在各種功率變換，特別是高頻功率變換中起著重要作用。在低壓領域，MOSFET沒有競 爭(zheng) 對手，但隨著MOS的耐壓提高，導通電阻隨之以2.4-2.6次方增長，其增長速度使MOSFET製造者和應用者不得不以數十倍的幅度降低額定電流，以 折中額定電流、導通電阻和成本之間的矛盾。即便如此，高壓MOSFET在額定結溫下的導通電阻產(chan) 生的導通壓降仍居高不下，耐壓500V以上的MOSFET 的額定結溫、額定電流條件下的導通電壓很高，耐壓800V以上的導通電壓高得驚人，導通損耗占MOSFET總損耗的2/3-4/5，使應用受到極大限製。

　　3.1降低高壓MOSFET導通電阻的原理與(yu) 方法

　　3.1.1 不同耐壓的MOSFET的導通電阻分布。

　　不同耐壓的MOSFET，其導通電阻中各部分電阻比例分布也不同。如耐壓30V的MOSFET，其外延層電阻僅(jin) 為(wei) 總導通電阻的29%，耐壓600V的MOSFET的外延層電阻則是總導通電阻的96.5%。由此可以推斷耐壓800V的MOSFET的導通電阻將幾乎被外 延層電阻占據。欲獲得高阻斷電壓，就必須采用高電阻率的外延層，並增厚。這就是常規高壓MOSFET結構所導致的高導通電阻的根本原因。

　　3.1.2 降低高壓MOSFET導通電阻的思路。

　　增加管芯麵積雖能降低導通電阻，但成本的提高所付出的代價(jia) 是商業(ye) 品所不允許的。引入少數載流子導電雖能降低導通壓降，但付出的代價(jia) 是開關(guan) 速度的降低並出現拖尾電流，開關(guan) 損耗增加，失去了MOSFET的高速的優(you) 點。

　　以上兩(liang) 種辦法不能降低高壓MOSFET的導通電阻，所剩的思路就是如何將阻斷高電壓的低摻雜、高電阻率區域和導電通道的高摻雜、低電阻率分開解決(jue) 。如除 導通時低摻雜的高耐壓外延層對導通電阻隻能起增大作用外並無其他用途。這樣，是否可以將導電通道以高摻雜較低電阻率實現，而在MOSFET關(guan) 斷時，設法使 這個(ge) 通道以某種方式夾斷，使整個(ge) 器件耐壓僅(jin) 取決(jue) 於(yu) 低摻雜的N-外延層。基於(yu) 這種思想，1988年INFINEON推出內(nei) 建橫向電場耐壓為(wei) 600V的 COOLMOS，使這一想法得以實現。內(nei) 建橫向電場的高壓MOSFET的剖麵結構及高阻斷電壓低導通電阻的示意圖如圖5所示。

　　與(yu) 常規MOSFET結構不同，內(nei) 建橫向電場的MOSFET嵌入垂直P區將垂直導電區域的N區夾在中間，使MOSFET關(guan) 斷時，垂直的P與(yu) N之間建立橫向電場，並且垂直導電區域的N摻雜濃度高於(yu) 其外延區N-的摻雜濃度。

　　當VGS＜VTH時，由於(yu) 被電場反型而產(chan) 生的N型導電溝道不能形成，並且D，S間加正電壓，使MOSFET內(nei) 部PN結反偏形成耗盡層，並將垂直導電的N 區耗盡。這個(ge) 耗盡層具有縱向高阻斷電壓，如圖5（b）所示，這時器件的耐壓取決(jue) 於(yu) P與(yu) N-的耐壓。因此N-的低摻雜、高電阻率是必需的。

　　

　　當CGS＞VTH時，被電場反型而產(chan) 生的N型導電溝道形成。源極區的電子通過導電溝道進入被耗盡的垂直的N區中和正電荷，從(cong) 而恢複被耗盡的N型特性，因此導電溝道形成。由於(yu) 垂直N區具有較低的電阻率，因而導通電阻較常規MOSFET將明顯降低。

　　通過以上分析可以看到：阻斷電壓與(yu) 導通電阻分別在不同的功能區域。將阻斷電壓與(yu) 導通電阻功能分開，解決(jue) 了阻斷電壓與(yu) 導通電阻的矛盾，同時也將阻斷時的表麵PN結轉化為(wei) 掩埋PN結，在相同的N-摻雜濃度時，阻斷電壓還可進一步提高。

　　3.2內(nei) 建橫向電場MOSFET的主要特性

　　3.2.1 導通電阻的降低。

　　INFINEON的內(nei) 建橫向電場的MOSFET，耐壓600V和800V，與(yu) 常規MOSFET器件相比，相同的管芯麵積，導通電阻分別下 降到常規MOSFET的1/5， 1/10；相同的額定電流，導通電阻分別下降到1/2和約1/3。在額定結溫、額定電流條件下，導通電壓分別從(cong) 12.6V，19.1V下降到 6.07V，7.5V；導通損耗下降到常規MOSFET的1/2和1/3。由於(yu) 導通損耗的降低，發熱減少，器件相對較涼，故稱COOLMOS。

　　3.2.2 封裝的減小和熱阻的降低。

　　相同額定電流的COOLMOS的管芯較常規MOSFET減小到1/3和1/4，使封裝減小兩(liang) 個(ge) 管殼規格。

　　由於(yu) COOLMOS管芯厚度僅(jin) 為(wei) 常規MOSFET的1/3，使TO-220封裝RTHJC從(cong) 常規1℃/W降到0.6℃/W；額定功率從(cong) 125W上升到208W，使管芯散熱能力提高。

　　.2.3 開關(guan) 特性的改善。

　　COOLMOS的柵極電荷與(yu) 開關(guan) 參數均優(you) 於(yu) 常規MOSFET，很明顯，由於(yu) QG，特別是QGD的減少，使COOLMOS的開關(guan) 時間約為(wei) 常 規MOSFET的1/2；開關(guan) 損耗降低約50%。關(guan) 斷時間的下降也與(yu) COOLMOS內(nei) 部低柵極電阻（＜1Ω＝有關(guan) 。

　　3.2.4 抗雪崩擊穿能力與(yu) SCSOA。

　　目前，新型的MOSFET無一例外地具有抗雪崩擊穿能力。COOLMOS同樣具有抗雪崩能力。在相同額定電流 下，COOLMOS的IAS與(yu) ID25℃相同。但由於(yu) 管芯麵積的減小，IAS小於(yu) 常規MOSFET，而具有相同管芯麵積時，IAS和EAS則均大於(yu) 常規 MOSFET。

　　COOLMOS的最大特點之一就是它具有短路安全工作區（SCSOA），而常規MOS不具備這個(ge) 特性。 COOLMOS的SCSOA的獲得主要是由於(yu) 轉移特性的變化和管芯熱阻降低。COOLMOS的轉移特性如圖6所示。從(cong) 圖6可以看到，當VGS＞8V 時，COOLMOS的漏極電流不再增加，呈恒流狀態。特別是在結溫升高時，恒流值下降，在最高結溫時，約為(wei) ID25℃的2倍，即正常工作電流的3-3.5 倍。在短路狀態下，漏極電流不會(hui) 因柵極的15V驅動電壓而上升到不可容忍的十幾倍的ID25℃，使COOLMOS在短路時所耗散的功率限製在 350V×2ID25℃，盡可能地減少短路時管芯發熱。管芯熱阻降低可使管芯產(chan) 生的熱量迅速地散發到管殼，抑製了管芯溫度的上升速度。因 此，COOLMOS可在正常柵極電壓驅動，在0.6VDSS電源電壓下承受10ΜS短路衝(chong) 擊，時間間隔大於(yu) 1S，1000次不損壞，使COOLMOS可像 IGBT一樣，在短路時得到有效的保護。

　　

　　3.3關(guan) 於(yu) 內(nei) 建橫向電場高壓MOSFET發展現狀

　　繼INFINEON1988年推出COOLMOS後，2000年初ST推出500V類似於(yu) COOLMOS的內(nei) 部結構，使500V，12A的MOSFET 可封裝在TO-220管殼內(nei) ，導通電阻為(wei) 0.35Ω，低於(yu) IRFP450的0.4Ω，電流額定值與(yu) IRFP450相近。IXYS也有使用COOLMOS技 術的MOSFET。IR公司也推出了SUPPER220，SUPPER247封裝的超級MOSFET，額定電流分別為(wei) 35A，59A，導通電阻分別為(wei) 0.082Ω，0.045Ω，150℃時導通壓降約4.7V。從(cong) 綜合指標看，這些MOSFET均優(you) 於(yu) 常規MOSFET，並不是因為(wei) 隨管芯麵積增加，導通電 阻就成比例地下降，因此，可以認為(wei) ，以上的MOSFET一定存在類似橫向電場的特殊結構，可以看到，設法降低高壓MOSFET的導通壓降已經成為(wei) 現實，並 且必將推動高壓MOSFET的應用。

　　3.4 COOLMOS與(yu) IGBT的比較

　　600V、800V耐壓的 COOLMOS的高溫導通壓降分別約6V，7.5V，關(guan) 斷損耗降低1/2，總損耗降低1/2以上，使總損耗為(wei) 常規MOSFET的40%-50%。常規 600V耐壓MOSFET導通損耗占總損耗約75%，對應相同總損耗超高速IGBT的平衡點達160KHZ，其中開關(guan) 損耗占約75%。由於(yu) COOLMOS 的總損耗降到常規MOSFET的40%-50%，對應的IGBT損耗平衡頻率將由160KHZ降到約40KHZ，增加了MOSFET在高壓中的應用。

　　從(cong) 以上討論可見，新型高壓MOSFET使長期困擾高壓MOSFET的導通壓降高的問題得到解決(jue) ；可簡化整機設計，如散熱器件體(ti) 積可減少到原40%左右；驅動電路、緩衝(chong) 電路簡化；具備抗雪崩擊穿能力和抗短路能力；簡化保護電路並使整機可靠性得以提高。

　　4.功率MOSFET驅動電路

　　功率MOSFET是電壓型驅動器件，沒有少數載流子的存貯效應，輸入阻抗高，因而開關(guan) 速度可以很高，驅動功率小，電路簡單。但功率MOSFET的極間電容較大，輸入電容CISS、輸出電容COSS和反饋電容CRSS與(yu) 極間電容的關(guan) 係可表述為(wei) ：

　　功率MOSFET的柵極輸入端相當於(yu) 一個(ge) 容性網絡，它的工作速度與(yu) 驅動源內(nei) 阻抗有關(guan) 。由於(yu) CISS的存在，靜態時柵極驅動電流幾乎為(wei) 零，但在開通和關(guan) 斷動態過程中，仍需要一定的驅動電流。假定開關(guan) 管飽和導通需要的柵極電壓值為(wei) VGS，開關(guan) 管的 開通時間TON包括開通延遲時間TD和上升時間TR兩(liang) 部分。

　　開關(guan) 管關(guan) 斷過程中，CISS通過ROFF放電，COSS由RL充電，COSS較大，VDS（T）上升較慢，隨著VDS（T）上升較慢，隨著VDS（T）的升高COSS迅速減小至接近於(yu) 零時，VDS（T）再迅速上升。

　　根據以上對功率MOSFET特性的分析，其驅動通常要求：觸發脈衝(chong) 要具有足夠快的上升和下降速度；②開通時以低電阻力柵極電容充電，關(guan) 斷時為(wei) 柵極提供低 電阻放電回路，以提高功率MOSFET的開關(guan) 速度；③為(wei) 了使功率MOSFET可靠觸發導通，觸發脈衝(chong) 電壓應高於(yu) 管子的開啟電壓，為(wei) 了防止誤導通，在其截止 時應提供負的柵源電壓；④功率開關(guan) 管開關(guan) 時所需驅動電流為(wei) 柵極電容的充放電電流，功率管極間電容越大，所需電流越大，即帶負載能力越大。

　　4.1幾種MOSFET驅動電路介紹及分析

　　4.1.1不隔離的互補驅動電路。

　　圖7（a）為(wei) 常用的小功率驅動電路，簡單可靠成本低。適用於(yu) 不要求隔離的小功率開關(guan) 設備。圖7（b）所示驅動電路開關(guan) 速度很快，驅動能力強，為(wei) 防止兩(liang) 個(ge) MOSFET管直通，通常串接一個(ge) 0.5～1Ω小電阻用於(yu) 限流，該電路適用於(yu) 不要求隔離的中功率開關(guan) 設備。這兩(liang) 種電路特 點是結構簡單。

　　

　　功率MOSFET屬於(yu) 電壓型控製器件，隻要柵極和源極之間施加的電壓超過其閥值電壓就會(hui) 導通。由於(yu) MOSFET存在結電容，關(guan) 斷時其漏源兩(liang) 端電壓的突然 上升將會(hui) 通過結電容在柵源兩(liang) 端產(chan) 生幹擾電壓。常用的互補驅動電路的關(guan) 斷回路阻抗小，關(guan) 斷速度較快，但它不能提供負壓，故抗幹擾性較差。為(wei) 了提高電路的抗幹 擾性，可在此種驅動電路的基礎上增加一級有V1、V2、R組成的電路，產(chan) 生一個(ge) 負壓，電路原理圖如圖8所示。

　　

　　當V1導通時，V2關(guan) 斷，兩(liang) 個(ge) MOSFET中的上管的柵、源極放電，下管的柵、源極充電，即上管關(guan) 斷，下管導通，則被驅動的功率管關(guan) 斷；反之V1關(guan) 斷 時，V2導通，上管導通，下管關(guan) 斷，使驅動的管子導通。因為(wei) 上下兩(liang) 個(ge) 管子的柵、源極通過不同的回路充放電，包含有V2的回路，由於(yu) V2會(hui) 不斷退出飽和直至 關(guan) 斷，所以對於(yu) S1而言導通比關(guan) 斷要慢，對於(yu) S2而言導通比關(guan) 斷要快，所以兩(liang) 管發熱程度也不完全一樣，S1比S2發熱嚴(yan) 重。

　　該驅動電路的缺點是需要雙電源，且由於(yu) R的取值不能過大，否則會(hui) 使V1深度飽和，影響關(guan) 斷速度，所以R上會(hui) 有一定的損耗。

　　4.1.2隔離的驅動電路

　　（1）正激式驅動電路。電路原理如圖9（a）所示，N3為(wei) 去磁繞組，S2為(wei) 所驅動的功率管。R2為(wei) 防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個(ge) 阻尼電阻。因不要求漏感較小，且從(cong) 速度方麵考慮，一般R2較小，故在分析中忽略不計。

　　

　　其等效電路圖如圖9（b）所示脈衝(chong) 不要求的副邊並聯一電阻R1，它做為(wei) 正激變換器的假負載，用於(yu) 消除關(guan) 斷期間輸出電壓發生振蕩而誤導通。同時它還可 以作為(wei) 功率MOSFET關(guan) 斷時的能量泄放回路。該驅動電路的導通速度主要與(yu) 被驅動的S2柵極、源極等效輸入電容的大小、S1的驅動信號的速度以及S1所能 提供的電流大小有關(guan) 。由仿真及分析可知，占空比D越小、R1越大、L越大，磁化電流越小，U1值越小，關(guan) 斷速度越慢。該電路具有以下優(you) 點：

　　①電路結構簡單可靠，實現了隔離驅動。

　　②隻需單電源即可提供導通時的正、關(guan) 斷時負壓。

　　③占空比固定時，通過合理的參數設計，此驅動電路也具有較快的開關(guan) 速度。

　　該電路存在的缺點：一是由於(yu) 隔離變壓器副邊需要噎嗝假負載防振蕩，故電路損耗較大；二是當占空比變化時關(guan) 斷速度變化較大。脈寬較窄時，由於(yu) 是儲(chu) 存的能量減少導致MOSFET柵極的關(guan) 斷速度變慢。

　　（2）有隔離變壓器的互補驅動電路。如圖10所示，V1、V2為(wei) 互補工作，電容C起隔離直流的作用，T1為(wei) 高頻、高磁率的磁環或磁罐。

　　

　　導通時隔離變壓器上的電壓為(wei) （1-D）Ui、關(guan) 斷時為(wei) D Ui，若主功率管S可靠導通電壓為(wei) 12V，而隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為(wei) 12/［（1-D）Ui］。為(wei) 保證導通期間GS電壓穩定C值可稍取大些。該電路具有以下優(you) 點：

　　①電路結構簡單可靠，具有電氣隔離作用。當脈寬變化時，驅動的關(guan) 斷能力不會(hui) 隨著變化。

　　②該電路隻需一個(ge) 電源，即為(wei) 單電源工作。隔直電容C的作用可以在關(guan) 斷所驅動的管子時提供一個(ge) 負壓，從(cong) 而加速了功率管的關(guan) 斷，且有較高的抗幹擾能力。

　　但該電路存在的一個(ge) 較大缺點是輸出電壓的幅值會(hui) 隨著占空比的變化而變化。當D較小時，負向電壓小，該電路的抗幹擾性變差，且正向電壓較高，應該注意使其 幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當D大於(yu) 0.5時驅動電壓正向電壓小於(yu) 其負向電壓，此時應該注意使其負電壓值不超過MOAFET柵極允許電壓。所 以該電路比較適用於(yu) 占空比固定或占空比變化範圍不大以及占空比小於(yu) 0.5的場合。

　　（3）集成芯片UC3724/3725構成的驅動電路

　　電路構成如圖11所示。其中UC3724用來產(chan) 生高頻載波信號，載波頻率由電容CT和電阻RT決(jue) 定。一般載波頻率小於(yu) 600kHz，4腳和6腳兩(liang) 端產(chan) 生 高頻調製波，經高頻小磁環變壓器隔離後送到UC3725芯片7、8兩(liang) 腳經UC3725進行調製後得到驅動信號，UC3725內(nei) 部有一肖特基整流橋同時將 7、8腳的高頻調製波整流成一直流電壓供驅動所需功率。一般來說載波頻率越高驅動延時越小，但太高抗幹擾變差；隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越 小，UC3724發熱越少，但太大使匝數增多導致寄生參數影響變大，同樣會(hui) 使抗幹擾能力降低。根據實驗數據得出：對於(yu) 開關(guan) 頻率小於(yu) 100kHz的信號一般 取（400～500）kHz載波頻率較好，變壓器選用較高磁導如5K、7K等高頻環形磁芯，其原邊磁化電感小於(yu) 約1毫亨左右為(wei) 好。這種驅動電路僅(jin) 適合於(yu) 信 號頻率小於(yu) 100kHz的場合，因信號頻率相對載波頻率太高的話，相對延時太多，且所需驅動功率增大，UC3724和UC3725芯片發熱溫升較高，故 100kHz以上開關(guan) 頻率僅(jin) 對較小極電容的MOSFET才可以。對於(yu) 1kVA左右開關(guan) 頻率小於(yu) 100kHz的場合，它是一種良好的驅動電路。該電路具有以 下特點：單電源工作，控製信號與(yu) 驅動實現隔離，結構簡單尺寸較小，尤其適用於(yu) 占空比變化不確定或信號頻率也變化的場合。