最簡單的短路保護電路圖（一）

簡易交流電源短路保護電路

交流電源電壓正常時，繼電器吸合，接通負載（Rfz）回路。當負載發生短路故障時，KA兩(liang) 端電壓迅速下降，KA釋放，切斷負載回路。同時，發光二極管VL點亮，指示電路發生短路。

最簡單的短路保護電路圖（二）

這是一個(ge) 自鎖的保護電路，短路時：Q3極被拉低，Q2導通，形成自鎖，迫使Q3截止，Q3截至後麵負載沒有電壓，這時有沒有負載已經沒有關(guan) 係了，所以即使拿掉負載也不會(hui) 有輸出。要想拿掉負載後恢複輸出，可以在Q3得CE結上接一個(ge) 電阻，取1K左右。

C2和c3很重要，在自鎖後，重啟電路就靠這兩(liang) 個(ge) 電容，否則啟動失敗。原理是上電時，電容兩(liang) 端電壓不能突變，C2使得Q2基極在上電瞬間保持高電平，使得Q2不導通。C3則使得上電瞬間Q3基極保持低電平，使得Q3導通Vout有電壓。這樣R5位高電平，鎖住導通。

最簡單的短路保護電路圖（三）

缺相保護電路

由於(yu) 電網自身原因或電源輸入接線不可靠，開關(guan) 電源有時會(hui) 出現缺相運行的情況，且掉相運行不易被及時發現。當電源處於(yu) 缺相運行時，整流橋某一臂無電流，而其它臂會(hui) 嚴(yan) 重過流造成損壞，同時使逆變器工作出現異常，因此必須對缺相進行保護。檢測電網缺相通常采用電流互感器或電子缺相檢測電路。由於(yu) 電流互感器檢測成本高、體(ti) 積大，故開關(guan) 電源中一般采用電子缺相保護電路。圖5是一個(ge) 簡單的電子缺相保護電路。三相平衡時，R1～R3結點H電位很低，光耦合輸出近似為(wei) 零電平。當缺相時，H點電位抬高，光耦輸出高電平，經比較器進行比較，輸出低電平，封鎖驅動信號。比較器的基準可調，以便調節缺相動作閾值。該缺相保護適用於(yu) 三相四線製，而不適用於(yu) 三相三線製。電路稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。

圖5 三相四線製的缺相保護電路

圖6是一種用於(yu) 三相三線製電源缺相保護電路，A、B、C缺任何一相，光耦器輸出電平低於(yu) 比較器的反相輸入端的基準電壓，比較器輸出低電平，封鎖PWM驅動信號，關(guan) 閉電源。比較器輸入極性稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。這種缺相保護電路采用光耦隔離強電，安全可靠，RP1、RP2用於(yu) 調節缺相保護動作閾值。

圖6 三相三線製的缺相保護電路

最簡單的短路保護電路圖（四）

IGBT短路保護的實用電路

圖7是利用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護的電路，用於(yu) 專(zhuan) 用驅動器EXB841。EXB841內(nei) 部電路能很好地完成降柵及軟關(guan) 斷，並具有內(nei) 部延遲功能，以消除幹擾產(chan) 生的誤動作。含有IGBT過流信息的Vce不直接送至EXB841的集電極電壓監視腳6，而是經快速恢複二極管VD1，通過比較器IC1輸出接至EXB841的腳6，其目的是為(wei) 了消除VD1正向壓降隨電流不同而異，采用閾值比較器，提高電流檢測的準確性。如果發生過流，驅動器EXB841的低速切斷電路慢速關(guan) 斷IGBT，以避免集電極電流尖峰脈衝(chong) 損壞IGBT器件。

圖7 采用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護

圖8是利用電流傳(chuan) 感器進行過流檢測的IGBT保護電路，電流傳(chuan) 感器（SC）初級（1匝）串接在IGBT的集電極電路中，次級感應的過流信號經整流後送至比較器IC1的同相輸入端，與(yu) 反相端的基準電壓進行比較，IC1的輸出送至具有正反饋的比較器IC2，其輸出接至PWM控製器UC3525的輸出控製腳10。不過流時，VA《Vref，VB=0.2V，VC《Vref，IC2輸出低電平，PWM控製器正常工作。

（a） 電路原理圖

（b） PWM控製電路的輸出驅動波形圖

圖8 利用電流傳(chuan) 感器進行過流檢測的IGBT保護電路

當出現過流時，電流傳(chuan) 感器檢測的整流電壓升高，VA》Vref，VB為(wei) 高電平，C3充電使VC》Vref，IC2輸出高電平（大於(yu) 1.4V），關(guan) 閉PWM控製電路。因無驅動信號，IGBT關(guan) 閉，而電源停止工作，電流傳(chuan) 感器無電流流過，使VA《Vref，VB=0.2V，C3經R1放電，當C3放電到使VC《Vref時，IC2又輸出低電平，電源重新進入工作狀態，如果過流繼續存在，保護電路又回複到原來的限流保護工作狀態，反複循環使PWM控製電路的輸出驅動波形處於(yu) 間隔輸出狀態，如圖8（b）所示波形。電位器RP1調整比較器過流動作閾值。電容器C3經D5快速充電，經R1慢速放電，隻要合理地選擇R1，C3的參數，使PWM驅動信號關(guan) 閉時間t2》》t1，可保證電源進入睡眠狀態。正反饋電阻R7保證IC2隻有高、低電平兩(liang) 種狀態，D5，R1，C3充放電電路，保證IC2輸出不致在高、低電平之間頻繁變化，即IGBT不致頻繁開通、關(guan) 斷而損壞。

圖8 利用電流傳(chuan) 感器進行過流檢測的IGBT保護電路圖9是利用IGBT（V1）過流集電極電壓檢測和電流傳(chuan) 感器檢測的綜合保護電路，電路工作原理是：負載短路（或IGBT因其它故障過流）時，V1的Vce增大，V3門極驅動電流經R2，R3分壓器使V3導通，IGBT柵極電壓由VD3所限製而降壓，限製IGBT峰值電流幅度，同時經R5C3延遲使V2導通，送去軟關(guan) 斷信號。另一方麵，在短路時經電流傳(chuan) 感器檢測短路電流，經比較器IC1輸出的高電平使V3導通進行降柵壓，V2導通進行軟關(guan) 斷。

圖9 綜合過流保護電路

圖10是應用檢測IGBT集電極電壓的過流保護原理，采用軟降柵壓、軟關(guan) 斷及降低工作頻率保護技術的短路保護電路。

圖10

正常工作狀態，驅動輸入信號為(wei) 低電平時，光耦IC4不導通，V1，V3導通，輸出負驅動電壓。驅動輸入信號為(wei) 高電平時，光耦IC4導通，V1截止而V2導通，輸出正驅動電壓，功率開關(guan) 管V4工作在正常開關(guan) 狀態。發生短路故障時，IGBT集電極電壓增大，由於(yu) Vce增大，比較器IC1輸出高電平，V5導通，IGBT實現軟降柵壓，降柵壓幅度由穩壓管VD2決(jue) 定，軟降柵壓時間由R6C1形成2μs。同時IC1輸出的高電平經R7對C2進行充電，當C2上電壓達到穩壓管VD4的擊穿電壓時，V6導通並由R9C3形成約3μs的軟關(guan) 斷柵壓，軟降柵壓至軟關(guan) 斷柵壓的延遲時間由時間常數R7C2決(jue) 定，通常選取在5～15μs。V5導通時，V7經C4R10電路流過基極電流而導通約20μs，在降柵壓保護後將輸入驅動信號閉鎖一段時間，不再響應輸入端的關(guan) 斷信號，以避免在故障狀態下形成硬關(guan) 斷過電壓，使驅動電路在故障存在的情況下能執行一個(ge) 完整的降柵壓和軟關(guan) 斷保護過程。

V7導通時，光耦IC5導通，時基電路IC2的觸發腳2獲得負觸發信號，555輸出腳3輸出高電平，V9導通，IC3被封鎖，封鎖時間由定時元件R15C5決(jue) 定（約1.2s），使工作頻率降至1Hz以下，驅動器的輸出信號將工作在所謂的“打嗝”狀態，避免了發生短路故障後仍工作在原來的頻率下，連續進行短路保護導致熱積累而造成IGBT損壞。隻要故障消失，電路又能恢複到正常工作狀態。

最簡單的短路保護電路圖（五）

在某些直流/直流轉換器中，芯片上的逐周期限流措施在短路期間可能不足以防止故障發生。一個(ge) 非同步升壓轉換器可通過電感器和箝位二極管來提供一條從(cong) 輸入端到短路處的直接通路。當負載存在短路時，不管集成電路中限流保護功能如何，流過負載通路的極大電流可能會(hui) 損壞箝位二極管、電感器和集成電路。在一個(ge) SEPIC（單端初級電感變換器）電路中，耦合電容會(hui) 中斷這條道路。因此，當負載存在短路時，也就不存在電流從(cong) 輸入端流到輸出端的直接通路。但是，如果所要求的最短導通時間比專(zhuan) 用負載周期還短，則電感器電流和開關(guan) 電流就會(hui) 迅速增大，造成集成電路故障、輸入端過載，或兩(liang) 種情況兼而有之。甚至在某些降壓穩壓器中，負載周期的種種限製有時也會(hui) 使開關(guan) 導通時間過長，以致無法在輸出短路時保持控製，特別是在極高頻率集成電路的輸入電壓非常高的時候。使用單個(ge) 晶體(ti) 管方法，可以在負載過載或短路致使電感電流開始失控時，將 VC 腳（誤差放大器的輸出端）電壓下拉，這樣就可以防止 SEPIC 電路發生短路故障（圖 1）。

下拉 VC 引腳電壓可迫使集成電路停止開關(guan) 功能，跳過最短導通時間開關(guan) 周期，使每個(ge) 電感器中的電流下降。在短路期間，L1 中的峰值電流（因開關(guan) 周期數有限而降低）與(yu) L2 中的峰值電流之和等於(yu) 開關(guan) 的峰值電流，即低於(yu) LT1961EMS8E 的1.5A 極限值。

最簡單的短路保護電路圖（六）

高可靠性短路保護電路的實現電路如圖1所示，其中VMP是線性穩壓器的功率MOS管，R1、R2為(wei) 穩壓器的反饋電阻;VMO和VMP管是電流鏡電路，VMO管以一定的比例複製功率管的電流，通過電阻R4轉化為(wei) 檢測電壓;晶體(ti) 管VM1完成電平移位功能，最後接入由VM8～VM12等MOS管組成的比較器的正輸入端（Vinp），比較器的負輸入端（Vinm）與(yu) 輸出端（0UT）相連;VM13、VM14組成二極管連接形式為(wei) 負載的共源級放大電路;VM14和VMp1構成電流鏡電路;晶體(ti) 管VMp1完成對功率管VMP的開關(guan) 控製，正常工作時，VMp1的柵級電位（Vcon）為(wei) 高電平，不會(hui) 影響係統的正常工作，短路發生時，Vcon將為(wei) 低電平，使功率管關(guan) 斷。

工作原理的定性分析

當短路發生時，比較器的負輸入端電位（Vinm）為(wei) 0 V;同時VM1管將導通，因此比較器的正輸入端電位大於(yu) 0 V，最終比較器的輸出節點電位（Vcom）為(wei) 高電平，在MOS管VM13、VM14作用下，控製信號Vcon將為(wei) 低電平，最終VMP管的柵極電壓將升高，進而關(guan) 斷P功率管，實現短路保護。

實現短路保護後，VM1管將關(guan) 斷;VM3和VM4組成電流鏡，晶體(ti) 管VM2的作用是保證電路在短路期間（VM1管關(guan) 斷），比較器正輸入端的電壓始終高於(yu) 比較器的負輸入端電壓（即使係統存在地平麵噪聲），從(cong) 而使Vcon電壓始終為(wei) 低電平，確保電路在短路發生期間始終都能關(guan) 斷P功率管，實現保護電路的高可靠性。

同時當短路發生時（即Vcon信號為(wei) 低電平），VM7管正常工作，VM5管將導通，有一定的電流流向0UT端;因此一旦短路消除（即0UT端接有負載電阻），VM5管將對負載電容和負載電阻組成的並聯RC網絡充電，0UT端電壓升高，Vcon信號將變為(wei) 高電平，電路自動恢複正常狀態。