D 類音頻功放具有高效、節能、小型化的優(you) 點，廣泛應用於(yu) 便攜式產(chan) 品、家庭AV 設備及汽車音響等多個(ge) 領域。本文設計的D 類音頻功率放大器主要基於(yu) 以下三個(ge) 方麵考慮：保證高保真度、提高效率和減小體(ti) 積。文章設計了一款工作於(yu) 5V 電源電壓並采用PWM 來實現的D 類音頻功率放大器，整個(ge) 係統包含了輸入放大級、誤差放大器、比較器、內(nei) 部振蕩電路、驅動電路、全橋開關(guan) 電路及基準電路。通過引入反饋技術來減小係統的THD 指數，采用雙路反寬調製方案不僅(jin) 抑製了D 類音頻功率放大器的靜態功耗，而且達到了去除D 類音頻功率放大器輸出端低通濾波器的目的，減小了係統的體(ti) 積。

       1 D 類音頻功放的係統設計
  
        本文所設計的D 類音頻功率放大器的係統結構如圖1 所示。該放大器結構是基於(yu) 雙邊自然采樣技術方案實現的，在任一時刻輸出所包含的信息量都是單邊采樣方案的兩(liang) 倍，通過雙邊自然采樣還可以把輸出音頻信號中大量的失真成分移除到人耳所能感應到的音頻帶寬範圍之外，達到去除D 類音頻功率放大器輸出端低通濾波器的目的。

圖1 D 類音頻功率放大器結構

       係統采用單電源供電，脈衝(chong) 信號"out1"和"out2"的高低電平分別為(wei) VDD 和GND,輸入放大級由運算放大器OTA 的閉環結構實現，誤差放大器則由運算放大器OTA 與(yu) 電容Cs 構成。係統工作時，音頻輸入信號Vin 首先經過輸入放大級後輸出兩(liang) 路差分信號，再與(yu) 反饋信號求和送到誤差放大器中產(chan) 生誤差信號VE1、VE2,對三角波載波信號VT 進行調製，輸出兩(liang) 路脈衝(chong) 信號"out1"和"out2"以驅動揚聲器發聲。係統包含兩(liang) 個(ge) 反饋環路，第一個(ge) 由R1、Rf1 和OTA 組成，用來設置輸入放大級和整個(ge) D 類音頻功率放大器的增益，第二個(ge) 由R2、Rf2 和後端音頻信號處理電路組成，用來減小係統的THD 指數。

       在圖1 中，對電容Cs 充放電的電流I1、I2 由Vout1、Vout2、Vin、R1、Rf1、R2 和Rf2 共同決(jue) 定，其中電阻和電容必須具有良好的線性度和匹配性，以獲得良好的閉環性能。

       開環D 類音頻功率放大器的模型如圖2 所示。

圖2 開環D 類音頻功率放大器模型

 
此時係統輸出為(wei) ：



開環係統的總諧波失真為(wei) ：



式（2）中的Vin 為(wei) 放大器的輸入信號，Vn 為(wei) 引入的諧波失真，Hf 為(wei) 傳(chuan) 遞函數。

       具有反饋環路的D 類音頻功率放大器的模型如圖3 所示。

圖3 閉環D 類音頻功率放大器模型

此時係統的輸出為(wei) ：



其中Hfb 為(wei) 閉環模型的傳(chuan) 遞函數，G 為(wei) 反饋增益。為(wei) 了得到相等的放大倍數，設計傳(chuan) 遞函數為(wei) ：



則式（3）變為(wei) ：



閉壞係統的總諧波失真為(wei) ：



比較式（2）和式（6）可以看出，具有反饋環路閉環係統THD 為(wei) 開環係統THD 的1/（1+HfbG），即通過反饋結構減小了係統的THD。

       2 單元電路設計實現

       係統單元電路主要包括：輸入放大級、誤差放大器、比較器、驅動電路、全橋開關(guan) 電路、內(nei) 部振蕩電路和基準電路。

       2.1 輸入放大級

       D 類音頻功率放大器的輸入放大級是基於(yu) 運算放大器（OTA）的閉環結構來實現的，其結構如圖4所示，用來根據需要對輸入的音頻信號作電平調整和信號放大處理，使輸入信號在幅度方麵能滿足後級電路的要求，輸入放大級的增益可以通過設置Rf1和R1 的阻值來決(jue) 定。

圖4 輸入放大級電路結構

       2.2 比較器

       本文所采用的比較器電路如圖5 所示，比較器電路由三級構成，即輸入預放大級、判斷級（或正反饋級）和輸出數字整形緩衝(chong) 級。預放大級采用有源負載的差分放大器來實現，其放大倍數不用很大，用來進行輸入信號的放大，以提高比較器的敏感度，並把比較器的輸入信號與(yu) 來自正反饋級的開關(guan) 噪聲隔離開；判斷級用來將預放大級的信號進一步放大，為(wei) 比較器的核心部分，電路中通過把m8 與(yu) m9 的柵極交叉互連實現正反饋，以具備能夠分辨非常小的信號的能力，並提高此級電路的增益；輸出緩衝(chong) 級是一個(ge) 自偏置的差分放大器，它的輸入是一對差分信號，用來把判斷級的輸出信號轉化成邏輯電平（0V 或5V），即輸出高電平VOH=VDD,輸出低電平VOL=GND。

圖5 比較器電路圖

2.3 內(nei) 部振蕩電路

      本文采用的三角波產(chan) 生電路結構如圖6 所示，其中m5、m6 和m7、m8 構成了兩(liang) 組恒流源，m9~m13 和Q1 構成了輸出級。在電路中，采用將輸出信號VT 分別反饋到比較器comp1 和comp2,與(yu) 參考電平VREF1 和VREF2

圖6 三角波產(chan) 生電路

 
       2.4 全橋開關(guan) 電路

       輸出級采用N、P 型功率開關(guan) 對管組成的全橋開關(guan) 電路實現，其結構及負載電流流向如圖7 所示。

圖7 全橋電路結構及負載電流示意圖

       全橋開關(guan) 電路工作在開關(guan) 模式，隨著輸入信號的改變，m1~m4 的狀態隨之轉換，始終隻有對角一對功率開關(guan) 管導通，另一對截止。

       2.5 驅動電路

       驅動電路結構如圖8 所示，該電路能有效調節死區時間（N 型、P 型功率開關(guan) 管同時關(guan) 斷），防止單臂"shoot- through"現象，並有保護關(guan) 斷功能。輸入信號為(wei) 比較器輸出的PWM 脈衝(chong) 信號，PWM1用來驅動N 型功率開關(guan) 管，PWM2 用來驅動P 型功率開關(guan) 管。為(wei) 了避免全橋開關(guan) 電路中的單臂"shoot- through"現象，當PWM 信號從(cong) 低電平變為(wei) 高電平時，PWM2 應首先變為(wei) 高電平， 關(guan) 斷PMOS 功率開關(guan) 管，隨後PWM1 再變為(wei) 高電平，開啟NMOS 功率開關(guan) 管，如圖9 所示；反之，當PWM 信號從(cong) 高變為(wei) 低時，PWM1 先變為(wei) 低電平，關(guan) 斷NMOS 開關(guan) 功率管，隨後PWM2 再變為(wei) 低電平，開啟PMOS 開關(guan) 功率管。實際電路中，可以根據需要通過控製延遲單元的控製位Tc 來調整死區時間的長短。為(wei) 減小失真，必須減小死區時間，該驅動電路采用了逐級增加驅動能力的方式來驅動功率管，從(cong) 而減小了必要的死區時間，保證了低失真度。

圖8 驅動電路結構

圖9 死區時間

       EN 是控製模塊的使能信號，正常工作為(wei) 高電平；當出現過流、過溫等情況時，則變為(wei) 低電平，關(guan) 斷全橋功率開關(guan) 電路。

       2.6 基準電路
       本文所設計的帶隙電壓基準源結構如圖10 所示，主要由核心電路與(yu) 啟動電路兩(liang) 部分組成。

圖10 基準電路

       核心電路中M1~M12 一起構成共源共柵電流鏡來提供直流偏置，運放op1 采用兩(liang) 級共源共柵放大。另外，在圖10 電路中引入了負反饋，保證了該偏置電路電流鏡的準確性，同時與(yu) 電源無關(guan) ，具有很高的電源抑製比。

       電路上電時偏置電路可能會(hui) 出現零電流的情況，需要啟動電路保證電路能夠正常工作。電路不工作時，EN、Vs1 為(wei) 0,Vs2、Vs3 為(wei) 1,M15、M17 不通，運放輸出為(wei) 高，M3~M6 也不通，整個(ge) 電路不消耗電流。當EN 由0 變成1 時，由於(yu) C1 的作用，Vs1 保持為(wei) 0,Vs2 為(wei) 1,Vs3 變為(wei) 0,此時M15、M17 導通，inp、inn 分別被拉到0、1,運放輸出變為(wei) 0,M3~M6 導通，M13、M14 支路開始有電流，並對C1 充電，直到Vs1 高過I2 閾值電壓時，Vs2 變為(wei) 0,Vs3 則變為(wei) 1,M15、M17 關(guan) 斷。最終電路偏離零電流狀態，開始正常工作，且Vs1 充至電源電壓，整個(ge) 啟動電路不再消耗電流。

       3 結論

       本文研究了基於(yu) PWM 調製技術D 類音頻功率放大器的工作原理，通過引入反饋技術減小了D 類音頻功率放大器的THD;通過逐級增加驅動能力的方式減小了必要的死區時間，保證了更低的失真度；采用雙路反寬調製方案，一方麵抑製了係統的靜態功耗，另一方麵去除了輸出級的LC低通濾波器，達到了減小係統成本和體(ti) 積的目的。